Construcción de un VFO para las bandas altas (PMOs)

Arriba se muestra un módulo QRP para 30 metros. De muchas formas este módulo se asemeja al módulo QRP controlado a cristal descrito en el capítulo 6. Sin embargo, usa un oscilador premezcla controlado a cristal (PMO) para convertir la frecuencia baja de la onda del VFO hasta la banda de aficionado deseada. Este módulo en particular recibe una señal de VFO de 80 metros y la convierte para cubrir la banda de aficionados de 30 metros,

10.100 a 10.150 KHz. La señal VFO y la energía DC vienen por detrás. Los 5 vatios de salida de RF salen desde la clavija de audio en el frente del radiador. El puerto de la llave telegráfica está atrás. Podría ser más profesional si estuviese encerrado en una pantalla metálica pero me gusta que se vean todos los componentes. Con un QRP de CW puedes salir sin usar apantallamiento.

Posteriormente encontrarás que el apantallamiento es esencial para la SSB.

No puedes multiplicar la frecuencia nunca más

Antiguamente era habitual construir un VFO para 1,8 a 2,0 MHz o 3,5 a 4,0 MHz. Luego para frecuencias más altas, pasábamos la señal a través de sucesivos amplificadores multiplicadores de frecuencia para conseguir 7, 14, 21 y 28 MHz. Un multiplicador de frecuencia era simplemente un amplificador sintonizado al segundo o tercer armónico de la frecuencia de entrada. Usando un amplificador sintonizado a múltiplos de la frecuencia base, podía ser seleccionado el armónico deseado. Por ejemplo, los amplificadores sintonizados con bobina derivada descritos en el capítulo 6 trabajan bien para este propósito.

Si tu oscilador VFO está controlado a cristal, entonces la multiplicación de frecuencia todavía es práctica. No obstante, si tu VFO se desliza más de 2 Hz, puedes tener queja en las bandas superiores. Por ejemplo, si tienes un VFO de 80 metros tendrás que multiplicar la frecuencia 8 veces para alcanzar la frecuencia de 28 MHz. Pero si tu VFO patina 5 Hz, entonces la señal multiplicada se desplazará 40 Hz para 28 MHz.

Afortunadamente, los osciladores de cristal de alta frecuencia construidos cuidadosamente pueden ser bastante estables incluso a 30 MHz. La solución para el problema de desplazamiento es “sumar” un VFO de baja frecuencia a un oscilador de cristal de alta frecuencia estable. Estos osciladores de cristal son llamados Osciladores de Pre-Mezcla o PMOs. Un “mezclador” realiza la suma de frecuencia combinando literalmente las dos señales de onda senoide. La señal compuesta contiene, no solo las señales originales, sino también la suma y diferencia entre las dos señales de frecuencia. Los filtros siguen al mezclador para extraer y amplificar la componente de frecuencia deseada. El proceso está ilustrado por el diagrama de bloque de un transmisor QRP de 20 metros mostrado abajo:

Método de traslación de frecuencia de un oscilador pre-mezcla

En el diagrama de arriba, un VFO de 80 metros es “convertido” a 20 metros. La onda de 80 metros es mezclada con la salida de un oscilador a cristal de 18,000 MHz. Cuando el VFO se ajusta a 4,0 MHz, la salida desde el mezclador es una forma de onda que se ve desordenada que contiene varias frecuencias, es decir – 4,0 MHz, 18 MHz, 22 MHz y 14 MHz. Sintonizando las siguientes tres etapas amplificadoras a 14 MHz se va la “contaminación” y tenemos una onda senoide pura de 14,0 MHz sintonizable hasta 14,5 MHz. El oscilador a cristal puede contribuir uno dos Hz de desplazamiento, pero básicamente, el desplazamiento en 20 metros es el mismo que estaría en 80 metros. El mezclador es comparable en función a aquellos usados en los receptores superheterodinos, pero los mezcladores PMO son mucho menos críticos. El bajo ruido y la cancelación extrema de imagen no son necesarios porque ambas señales de entrada pueden ser tan grandes como quieras.

¿LOS OSCILADORES DE CRISTAL SON ESTABLES O NO?

Hace unos años pensé que tenía vencido el problema del VFO. Acababa de disfrutar de unas “vacaciones VFO” de nueve meses. Durante este tiempo mi señal fue tan estable que ni lo comenté. Estaba bastante orgulloso de mi mismo. Entonces construí módulos QRP para salir en 17 y 30 metros. De repente las quejas comenzaron de nuevo y estaba desconcertado. Después de todo estaba usando el mismo VFO. ¿Qué había cambiado? Comprobé mi VFO. Descubrí que, cuando estaba frío, se deslizaba hacia abajo 20 Hz el primer minuto. Entonces, después de unos pocos minutos más, se estabilizaba y el deslizamiento era más o menos unos 2 o 3 hercios. Por supuesto, por definición, siempre que comienzo el envío el VFO está frío. Por ello, a menos que envíe unos minutos seguidos, debería siempre estar frío. Pero incluso así, eso no explicaba la queja de 100 Hercios. Repentinamente, ¿podría ser o no los osciladores de cristal del conversor de frecuencia? ¿Desplazamiento de cristales? ¡¡Me ca…!! Comprobé los osciladores de cristal de 17 y 30 metros. El oscilador de 30 metros se desplazó hacia abajo 50 Hz en el primer minuto, 25 Hz el 2º minuto y eventualmente se estabilizó en 150 Hz por debajo de la frecuencia de arranque.

Usa cristales HC-49 o mayores

El problema con mi conversor de 30 metros tubo que ser el cristal. El cristal era un bote muy pequeño, aproximadamente un cuadrado de 6 milímetros y 0,8 milímetros de espesor. Había venido de mi cajón de trastos y no sabía que número de tamaño era. Sin embargo, determiné que todos los cristales delgados de mi colección no eran tan estables como el cristal HC-49 o mayores. Los pequeños cristales de sobretono de batido son particularmente malos. Si, eventualmente se quedan abajo y llegan a ser razonablemente estables. Pero para entonces has cambiado el QSO encima del otro individuo. Ahora tu oscilador está enfriando de nuevo, así que estará listo para patinar durante tu nueva transmisión. No TODOS los cristales delgados son malos. Tengo algunos cristales de pequeño tamaño medio CH-49 de 9,00 MHz que trabajan extremadamente bien en el BFO y filtros IF de mi receptor. Supongo que la lección es que necesitas comprobar la estabilidad de tu oscilador durante ese primer minuto crítico. El desplazamiento después de 5 minutos es interesante, pero no es muy importante para un transmisor de aficionado.

Bloques osciladores TTL

El circuito de 17 metros tenía uno de aquellos bloques osciladores TTL sellados en una lata. Son como un circuito integrado con el cristal y oscilador encerrados en el mismo paquete. Usé uno porque era la frecuencia correcta y sucedía que lo tenía en mi famosa colección de cacharros. Mi oscilador arrancó en la frecuencia correcta, pero sorpresivamente funcionó caliente. Entonces patinó a 25 Hz por minuto. Aunque el desplazamiento descendió, la frecuencia nunca paró de hundirse. Tenía un saco de varios bloques osciladores de frecuencia y todos hacían lo mismo. ¡Cada vez que lo intenté era terrible! Todos excepto los de realmente alta frecuencia como 50 o 100 MHz… Aquello era realmente terrible. Algunos se movían tanto como 500 hercios por minuto. Las únicas buenas noticias es que eran consistentes. Todos patinaban hacia abajo.

Soluciones para el desplazamiento de los cristales

Podía dejar los osciladores de cristal corriendo continuamente. Eso significaba trabajar con los que se estabilizaban, pero entonces pensaba estar forzado a escuchar en un harmónico de la señal del oscilador en el receptor. ¡No, gracias! Ya tenía un par de artificios pitando en mi receptor. Ten en cuenta que los osciladores a válvulas realmente pueden tener una ventaja en el problema del calentamiento. Ya que los filamentos de la válvula funcionan continuamente, un oscilador a válvula está siempre caliente y unos cuantos miliamperios de corriente de placa no van a cambiar su temperatura mucho. En los antiguos días, los hornos de temperatura controlada fueron usados para mantener los osciladores de cristal a temperatura constante. Yo no se tú, ¡pero eso es demasiado drástico para mi!

No todos los circuitos osciladores son iguales

Dos circuitos comunes de osciladores a cristal

El dibujo de arriba muestra dos circuitos comunes de oscilador a cristal que usé en algunos de mis primeros conversores QRP PMO. Los condensadores variables son usados para recortar las frecuencias a los hercios exactos. Ambos osciladores tienen el cristal conectado a la base o puerta. (Recuerda este rasgo y sabrás de que osciladores ser cauteloso). En mi experiencia, estos circuitos osciladores de cristal conectados a base patinan hacia abajo cuando se conectan. Al final, después de un minuto o dos se estabilizan.

Planea tus conversores de frecuencia de modo que los desplazamientos se canceles

Inesperadamente, entendí porqué recibía quejas mientras usaba mis conversores de frecuencia controlados a cristal de 40, 20 y 15 metros. Usaban osciladores con los cristales conectados a las bases como esos de arriba. Sin embargo, las frecuencias de cristal eran de 4 MHz por encima de la banda objetivo. Como los osciladores patinaban hacia abajo en el primer minuto, normalmente a 20 hercios por minuto, mi VFO de 4 MHz estaba siempre desplazándose hacia abajo a la misma relación. Por ejemplo, (25 MHz – 20 Hz desplazamiento de cristal) menos (4 MHz – 20 Hz desplazamiento de VFO) = 21,000.000 MHz. El resultado fue una frecuencia relativamente constante sin quejas. Después de unos cuantos minutos el desplazamiento paraba y los osciladores de cristal eran ligeramente más estables que el VFO.

Nota que si estos conversores de osciladores a cristal hubiesen estado por debajo de la banda de aficionado objetivo, entonces los desplazamientos deberían haber sido sumados y no restados. Ello hizo que mi receptor fuese diseñado de este modo. Bueno, ningún aficionado se quejó de mi receptor durante un QSO. Y por supuesto los osciladores de receptor pueden funcionar sin parar, de modo que el desplazamiento inicial no es un gran debate.

El Butler es mejor

Un oscilador a cristal Butler

Comprobé cada oscilador en mi transmisor y descubrí que algunos de ellos no patinaban cuando se encendía. Los estables usaban el oscilador de cristal Butler de arriba. Nota que el cristal y su condensador están en paralelo con la resistencia del emisor. El circuito oscilador equivalente FET trabaja tan bien y puede ser mejor. Realmente no se porque, pero este circuito es estable en el momento que lo enciendes. Puede ser porque el cristal no está conectado a la unión base P/N mientras está calentando. De cualquier modo, el Butler típicamente no patina más de un hercio o dos por minuto. Dos de mis osciladores mostraban cero hercios de desplazamiento durante el primer minuto. Este es el mismo oscilador que recomendé en el capítulo 6. Dependiendo de tu aplicación, el Butler también tiene la ventaja de que el condensador serie puede empujar la frecuencia más abajo que los osciladores conectados a base de arriba.

Un QRP controlado por VFO

Mi “diseño estándar” para un excitador QRP está mostrado arriba. Desgraciadamente cada excitador QRP solo cubre una banda. Sin embargo, una vez sintonizado y trabajando, cubre la banda entera sin más sintonía o preocupación. Debería mencionar que el mismo tren de filtro puede ser diseñado de modo que pudiese ser sintonizado para varias bandas diferentes, por ejemplo de 20 a 10 metros. Pero por supuesto, el cambio de bandas debería significar el cambio del oscilador a cristal y resintonizar la cadena entera para la nueva banda – no conviene exactamente a la conmutación de banda. Más aún, construí ocho versiones de este diseño cubriendo de 80 a 10 metros. Tomado como un todo, el circuito mostrado arriba puede ser considerado como un VFO de 14 MHz. En otras palabras, la consecución de esas partes es para conseguir una onda senoide estable en 14 MHz. Un simple oscilador a cristal usando cristales a 14 MHz genera el mismo resultado, pero por supuesto sintonizará todavía unos cuantos KHz mejor. La vida es dura para nosotros los constructores caseros en el siglo XXI. Así que, ¿por qué no iba a construir un excitador que trabaja en toda banda? Regresar a los días de la válvula, que fácil era hacerlo. Sin embargo, el regreso a la pureza espectral y estabilidad de nuestras señales fue horrible. También es más fácil de trabajar con las válvulas. Si eres un experimentador de equipos ligeros como yo, encontrarás que conseguir incluso una banda trabajando en los estándares modernos es mucho más duro de lo que parece. Sospecho que eso es por lo que apenas cualquier persona hace esta clase de construcción casera chapucera más. Recomiendo encarecidamente que comiences de modo simple.

Cambiando la dirección de sintonía

En el excitador QRP de 20 metros de arriba, el VFO de 80 metros está mezclado con un oscilador local de 18 MHz. Nota que el oscilador también podría trabajar a 10,5 MHz. Como experimento trabajé mi QRP de 20 metros con ambos cristales de 18 MHz o 10,5 MHz. Todo lo que tuve que hacer fue cambiar el cristal y trabajó estupendamente. El filtro permaneció sintonizado sin ningún ajuste. La diferencia operativa es que la dirección de sintonía del VFO se invirtió. Como se explicó en el último capítulo, esto puede ser útil si estás usando un VFO varactor y necesitas tener la alta frecuencia final del rango del VFO sintonizada al extremo más bajo de una banda de aficionado.

El mezclador necesita una señal de excitación grande del oscilador local

La etapa mezcladora en el conversor de arriba es simplemente un amplificador de RF hecho de un transistor bipolar 2N3904, mucho como los amplificadores en el tren de filtrado. Este mezclador sencillamente es una etapa de amplificador clase C con una resistencia en emisor de 550 ohmios. Podemos usar clase C porque las señales de entrada son mucho más grandes de 0,6 voltios. Una entrada, normalmente el VFO, alimenta en la base del transistor de la forma habitual. Sin embargo, este nivel de excitado es ajustable con el potenciómetro de entrada. La entrada del oscilador local es aplicada a través de la resistencia del emisor. Normalmente inyecto la frecuencia más alta a través de la resistencia, pero lo hecho de ambos modos. A diferencia de la entrada por la base, la entrada por la resistencia no tiene ganancia de amplificación ninguna. En orden a que la señal del emisor produzca una gran señal en el colector, toda la amplitud de señal debe ser impresa en la resistencia de 500 ohmios. Lo que aprendí de modo duro es que, el excitador de oscilador local debe ser suficientemente fuerte para conmutar a encender y apagar totalmente la etapa del mezclador como un interruptor, ciclo a ciclo. Yo uso una entrada de onda senoide de al menos 20 voltios pico a pico. Una señal pequeña de 2 voltios de oscilador a cristal producirá poca componente de diferencia de frecuencia en la salida y tomará muchas etapas de filtrado para extraer la frecuencia deseada. Para conseguir la señal excitadora de 20 voltios pico a pico tenía que amplificar la salida del cristal a través de una etapa amplificadora antes que fuese dentro del mezclador. Tiré dos tarjetas antes de darme cuenta de esto. (No soy demasiado brillante).

En el lado contrario, la segunda señal de entrada, el VFO, puede ser pequeña porque es amplificada por el transistor. Posteriormente, cuando estás sintonizando la cadena completa de filtro/amplificador para la mejor salida, encontrarás que la máxima salida y pureza ocurre a un ajuste específico del potenciómetro de entrada. El óptimo nivel de entrada del VFO no es simplemente la máxima entrada. El circuito tanque/filtro LC en el colector mezclador está sintonizado a la deseada frecuencia suma o diferencia. Usando las fórmulas en tu literatura CWS (Amidon) T50-6 de núcleo, calcula la inductancia necesaria para ir con tu condensador de recorte para resonar a la banda deseada, justo como hicimos atrás en el capítulo 6. Encontré que los núcleos T37 eran demasiado pequeños y no producían la ganancia por etapa que sacaba de los T50. En contraste, los núcleos T68 eran innecesariamente grandes.

Mezcladores MOSFET de puerta dual

La principal ventaja del mezclador transistor bipolar mostrado anteriormente es que es barato. Comencé usando etapas de mezclador transistor MOSFET de puerta dual en un proyecto de receptor y los encontré superiores en varios modos. Un MOSFET de puerta dual es un pequeño transistor RF con DOS puertas de entrada. De otro modo, en principio una puerta dual trabaja justo como los MOSFET de potencia descritos en el capítulo 6. Ya que ambas puertas tienen pérdidas de ganancia de voltaje, señales pequeñas pueden ser usadas en ambas entradas. Encontré que cada puerta solo necesita 2 voltios pico a pico y la salida es mucho más fácil para sintonizar y filtrar. Desgraciadamente los MOSFET de puerta dual cuestan 5€ o más comparado con los 20 céntimos. Esto me salva algo de complejidad y mis posteriores conversores han usado el costoso mezclador. He usado NTE221, NTE-222 y NTE454. Esta aplicación no es nada crítica y creo que cualquier puerta dual trabajará bien. Encontrarás que los mezcladores en receptores superheterodinos no son críticos.

El mezclador de puerta dual económico

El “mezclador de puerta dual” de arriba está hecho de dos JFET en paralelo. Dos JFET son aproximadamente la décima parte del precio del MOSFET y resuelve el problema del coste. Como el MOSFET de puerta dual, este circuito tiene la ventaja de que ambas entradas tienen ganancia. Los dos circuitos son intercambiables para esta aplicación PMO. Estás avisado de que cuando intenté usar éste como un mezclador de receptor, este circuito JFET dual fue demasiado insensible.

Si realmente lo quieres barato, puedes usar el mismo truco con transistores bipolares en paralelo. Si ambas señales de entrada son pequeñas, ambos transistores necesitarán balance

delantero, las resistencias de 33K. Si una de las entradas es suficientemente grande, digamos 5 voltios pico a pico o mayor, no necesitarás el balance delantero para esa entrada. Este circuito debería ser bastante sensible para un mezclador de receptor. No obstante, debido a que tiene uniones PN, será más ruidoso que el mezclador MOSFET de puerta dual y no lo recomiendo para receptores.

Sintonía del mezclador

Cuando aplicas por primera vez las dos frecuencias de entrada a la etapa mezcladora, el osciloscopio mostrará una forma de onda complicada, en amasijo, en el colector (o drenaje). Será imposible ver que ajuste del condensador de recorte en el drenaje es mejor. El primer paso es desconectar la frecuencia de entrada que está más alejada de la frecuencia deseada de salida. Ahora será fácil sintonizar el condensador de recorte para la máxima ganancia. Por ejemplo, en el tren de filtro de 20 metros de arriba, sintoniza el primer mezclador/amplificador para la frecuencia de cristal de 18 MHz. Cuando está sintonizado a 18 MHz, mira a ver si el condensador de recorte está cerca o a la máxima o mínima capacidad. Si la ganancia a 18 MHz es máxima cuando el condensador está sintonizado al máximo o mínimo, entonces sabes que tu bobina toroide tiene demasiadas o pocas vueltas.

Posteriormente en el capítulo del receptor (13) y el capítulo de la banda lateral (15) hay ejemplos de mezcladores de banda ancha, no sintonizados, que también podrían ser usados. Los mezcladores de banda ancha no necesitan sintonía y son menos probables que oscilen. Sin embargo, tienen menos ganancia y puedes necesitar más etapas para alcanzar el mismo nivel de potencia.

Filtrando la frecuencia deseada desde la mezcla

En el drenaje (o colector) del mezclador hay cuatro componentes de frecuencia y debes filtrar la que quieres en una onda senoide pura. Usando las tablas de diseño de un manual reciente, debería ser posible diseñar un filtro pasabanda Chebyshev u otro diseño para extraer la frecuencia de aficionad de las otras tres componentes de frecuencia. Encontrarás que esto toma múltiples toroides y numerosos valores específicos de condensadores fijos. Mi solución es usar dos amplificadores agudamente sintonizados como filtros, como un amplificador IF en un receptor.

La facilidad de filtrado depende de lo alejada que está la frecuencia deseada del oscilador local y otros productos del mezclador. Por ejemplo en 14 MHz, el VFO de 4,0 MHz es el 28% de la frecuencia deseada. 14 MHz comparado con el oscilador a cristal de 18 MHz es el 77% de la frecuencia deseada. Esto es bastante próximo pero no un problema. Ahora supón que usamos un cristal de 32 MHz en 10 metros (esto es, 28 MHz). Con un VFO de 4,0 MHz, la frecuencia deseada es el 88% de la frecuencia del cristal. Encontrarás que sintonizando esto es mucho más “enrevesado” pero todavía práctico. En general, teniendo el oscilador a cristal POR DEBAJO de la frecuencia deseada hace más fácil la sintonía de los filtros.

“Amplificadores filtro” pasabanda

Cada etapa amplificadora es esencialmente como el mezclador de transistor bipolar mostrado anteriormente. Sin embargo, la resistencia del emisor está puenteada con el condensador, de modo que, desde el punto de vista de la RF, el emisor está conectado a masa. El propósito del RC en serie con el emisor es estabilizar la ganancia y reducir la corriente DC arrastrada por la etapa. Puedes usar tanto amplificadores clase A como C. Suelo usar amplificadores clase A, en el sentido que la etapa está balanceada en todo momento con una resistencia de 33K, como lo que hicimos en el capítulo 6. Los amplificadores clase A arrastran más corriente que los clase C que son básicamente el mismo circuito. Sin embargo, manejan componentes de onda de cualquier magnitud. O para decirlo de otro modo, los de clase A trabajan sobre un rango más amplio de amplitudes de entrada y no introducen armónicos que deben ser filtrados.

Una etapa amplificador/filtro de RF

Dos etapas de amplificadores filtro están mostradas arriba. Incluyendo la etapa mezcladora sintonizada, tres etapas de amplificador sintonizado fueron suficientes para cualquier banda de HF usando un VFO de 80 metros. Sin embargo, como se explicó anteriormente, cuando estás intentando separar dos frecuencias que son solo el 10% diferente, el uso de solo 3 etapas de filtros es apenas práctico. Si tienes problemas de conseguir una onda senoide pura, simplemente añade otra etapa sintonizada. (Ver el capítulo 15). Como se mostró arriba, las etapas son de clase C. Si se desea, podrías balancear adelante estos amplificadores con resistencias de 33K y convertirlos a amplificadores clase A. De este modo, podrían manejar niveles de señal más pequeños.

Uso de pequeños condensadores de acoplamiento entre etapas

El GRAN SECRETO haciendo trabajar “amplificadores filtro” es usar pequeños condensadores de acople entre etapas amplificadoras. Nota los condensadores de 2 pF entre etapas en el diagrama de arriba. El propósito de estas etapas es filtración, no ganancia de potencia. El circuito LC “toca como una campana” cuando la entrada contiene una frecuencia que resuena con el circuito. Este toque exagera la componente de la frecuencia deseada. Si cargas el circuito LC intentando acoplar una potencia significativa a la siguiente etapa, es como poner tu mano en una campana sonando – el sonido será amortiguado y el efecto del filtro muere. Para evitar amortiguar el sonido usa condensadores pequeños de 2 pF. De acuerdo, en 80 metros puede ser que sea aceptable 5 pF. Y en 10 metros 1 pF debería ser lo mejor. Sin embargo, 2 pF trabajará sobre todo el espectro de HF. Nota que si usas grandes condensadores de acople, digamos 50 pF, esos 50 pF llegan a ser parte de la resonancia LC y dominarán la sintonía. También recuerda que la sonda de tu osciloscopio contribuye con otros 5 pF o así. Para hacer un ajuste final de una etapa filtro, debes poner la sonda en la salida de la etapa siguiente a la que estás ajustando. Con una etapa de filtrado después del mezclador, la forma de onda todavía se verá un “amasijo” en el osciloscopio. Pero después de dos etapas de filtrado debería ser posible a tu contador de frecuencia enganchar la frecuencia correcta. Según sintonizas el VFO, la lectura del contador debería seguir sólidamente sin patinaje ni danza de dígitos. Cuando está sintonizada adecuadamente, la onda senoide enganchará casi perfectamente en el osciloscopio después de dos etapas de filtrado. Cuando intentas primero sintonizar las tres etapas a la vez puedes frustrarte, pero mantén el intento. Cuando tu contador “engancha” la banda deseada, mira el soniquete del condensador de recorte de la última etapa con el osciloscopio mientras pellizcas todas las etapas previas para la mejor onda senoide. Nota que la perfección ocurre cuando recortas el nivel de entrada del VFO en R1. Ahora ves por qué la entrada es aplicada a través de un potenciómetro de recorte.

Otro método – amplificadores no sintonizados y redes de filtros pasivos

Otro esquema de circuito práctico usa amplificadores de banda ancha no sintonizados y filtros pasivos LC. Un ejemplo está mostrado en el capítulo 15, donde fue usado un transmisor simple de banda lateral. Condensando los componentes de sintonía en bloques separados de los amplificadores, llega a ser práctico conmutar filtros diferentes en el conversor y con ello cubrir múltiples bandas con un montaje de mezclador/amplificador. Cada bloque filtro está conectado al conmutador por longitudes de coaxial RG-174 apantallado.

Donde conseguir cristales para tus osciladores locales

Si, necesitas un cristal separado para cada banda. Afortunadamente, los microprocesadores estándar de frecuencias pueden cubrir las bandas de aficionados principales (por ejemplo, 11 MHz, 18 MHz, 25 MHz, y 32 MHz cubren 40, 20, 15 y 10 metros). Mouser Electronics y Digi-Key venden estos por aproximadamente 1€ cada uno. Para las bandas WARC y 160 metros puedes tener que gastar algo de dinero o ser creativo. Como se explicó anteriormente, no uses aquellos bloques osciladores TTL. Los “cristales” resonadores cerámicos también son una pobre idea. El desplazamiento extra no merece salvar unos pocos céntimos.

Las etapas de amplificador de potencia QRP

Tu VFO sintoniza ahora la banda de HF que elijas. Para incrementar la ganancia de esta señal de 3 a 5 vatios, necesitarás dos o tres etapas de ganancia de potencia como se describió anteriormente en el capítulo 6. El chasis de mi transmisor tiene agujeros roscados que aceptan hasta tres tarjetas QRP diseñadas para diferentes bandas. Para cambiar bandas, muevo los enchufes de entrada y salida a otra tarjeta. Mis tarjetas QRP usan dos etapas amplificadoras de potencia. La primera es una etapa sintonizada. La segunda es un amplificador de banda ancha seguido por un filtro pasabajos Chebiyshev diseñado para 50 ohmios. Este esquema se ve para combinar las ventajas de ambos sistemas. Por ejemplo, supón que conecto la salida del QRP a una carga ficticia no inductiva de 50 ohmios. Las siete tarjetas QRP que construí no tienen problema en desarrollar una onda senoide limpia en una carga ficticia. Esto es, la sintonía es fácil hasta que tengas que conectarlo a una antena real o a un amplificador final.

Sintonizando la salida del QRP a una antena o amplificador

Supón que después de sintonizarlo con una carga ficticia, conecto el QRP al final o un sintonizador de antena. Repentinamente descubro que la salida del QRP está malamente distorsionada. La etapa de salida del amplificador de banda ancha incluso puede irse a “modo ruido”. Si hubiese diseñado ambas etapas como banda ancha, no tendría nada que ajustar. Extraño como parece, pellizcar una etapa sintonizada normalmente acoplará la etapa de salida de banda ancha a mi amplificador final. En general, a frecuencia más baja más fácil es acoplar las etapas y la antena. Acoplar 80 y 40 metros es como caerse de un registro. 10 metros es correoso y todavía no he conseguido que mi final lineal (descrito en el capítulo 12) ponga más de 20 vatios en esa banda. Innecesario decir, estoy pasmado de individuos que construyen transmisores de UHF transistorizados.

En resumen, cuando construyes una entrada de amplificador que nominalmente está diseñada para “50 ohmios resistivos”, puedes encontrar que tiene montones de reactancia (inadvertida capacidad y o inductancia) y es bastante diferente de lo planeado. Nota que los filtros Chebyshev están diseñados para impedancias de entrada y salida específicas. En otras palabras, los filtros no filtran cuando están desemparejados.

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